Kompaktní PA s Hex-Fety

Tech.data:		Výstup	cca 750 W
		Kmitočet	1,8 - 30 MHz
		IM-D3	lepší 35 dB - jednotónově
		IM-D3	lepší 41 dB - dvoutónově
		Buzení	60 - 120 W
		Prov.napětí	230 V střídavých
		Pracovní napětí	100 V stejnosměrných
		Proudový odběr	cca 15 A
		Klidový proud	cca 1 - 1,5 A
		Příkon	cca 1300 - 1400 W
		Účinnost	cca 60 %


	Po třicetiletém budování PA zesilovačů podle DL9AH s elektronkami se autor rozhodl
postavit tranzistorovou verzi, která by nahradila těžké konstrukce s elektronkami a ještě těžší na-
pájecí zdroje. Nebylo to však jednoduché. Řada pokusů s bipolárními tranzistory byla zavžena díky
nízké napěťové pevnosti, potřebě špičkových proudů až 200 A a tím i nevýhodnému pracovnímu od-
poru řádu 0,1 ohmu atd. Profesionálně se tyto nedostatky řeší paralelním spojováním více modulů
s výkonem kolem 200 W pomocí sčítáním výkonů pomocí COMBINER. Je to složitá a drahá meto-
da. Předpoklad pro úspěch je výběr velkého množství stejných tranzistorů a stejně se nedosahuje
lepších parametrů při dvoutónové zkoušce jak 20 dB, což je nevyhovující.
	Rozumným řešením jsou samouzávěrné a samozhášecí Mos-Fety splňující potřebné pa-
rametry.
	1. Jsou dostatečně napěťově odolné, aby mohly v PUSHPULLU bezpečně pracovat s na-
	pětím 160 V.
	2. Dávají potřebné špičkové proudy
	3. Mají dostatečný ztrátový výkon
	4. Jsou to prvky s majoritními nosiči proudu, takže se v podstatě chovají jako elektronky
	5. Mají dostatečně kvadratickou charakteristiku

Tato kvadratická charakteristika , kterou můžeme také označit za dvojnásobně výkonově lineární,
dáva předem předpoklad čistého zesilování.
	Po řadě předběžných pokusech vznikl první tranzistorový lineární PA dle DL9AH, popsa-
ný v sešitech 8,9 a 10/94 časopisu Beam. Pracoval s napětím 160V při 9A a dodával při dobrém
intermodulačním odstupu, větším než 35 dB při dvoutónové zkoušce, bez problémů výstupní výkon
750 W, nicméně jen od 1,8 do 15 MHz.
Zde popisovaný kompaktní PA je nejen menší, ale dává navíc průběžně až do 30 MHz požadovaný
výstupní výkon cca 750W.
Obraťme se nejdříve k základnímu zapojení. Po studiu a výpočtech různých koncepcí zapojení se
autor rozhodl pro klasický protitaktní princip. Splňoval všechny zadané požadavky a bylo možno jej
jednoduše realizovat. Při protitaktním principu zesiluje jeden tranzistor po druhém jen kladnou půl-
vlnu. To znamená, že jestliže např. T5 je buzen kladnou půlvlnou musí být T36 uzavřen zápornou
půlvlnou. Kladná půlvlna na Gate T5, že vnitřní odpor mezi Source a Drain je tak nízký, že z konden-
zátoru C16 nabitého na cca 100V teče silný proud elektronů přes R17 kanálem S-D tranzistoru T5
a horní polovinou L4, tedy z A1 do středu Mp. Jestliže odhadneme součet všech napěťových ztrát
( pokles napájecího napětí,ztráty na R17,napětí kolena-ohybu charakteristiky T5) na 30V, objeví se
tedy na výstupu záporné špičkové napětí 100-30=70V mezi A1 a Mp. Protože spodní polovina vinutí
L4 ( Mp-E2) je v důsledku uzavření T36 stále ještě bez proudu, stává se součástí transformace.
Tak na tomto vinutí s početnými závity vznikne také napětí 70V, které které je s napětím uvedeným
výše ( mezi A1 a Mp ) ve fázi a tedy se s ním sečte na 140V ( mezi A1 a E2). Mezi těmito body je
připojen Guanellův transformátor a ten vynásobí toto napětí dvakrát , tedy na 280V špičkových.
Přepočte-li se toto napětí zpět na efektivní, je to cca 200Veff. Připne-li se nyní zatěžovací odpor
50 ohmů přes vazební kondenzátory C40 a C41 ( aby se oddělilo stejnosměrné napětí ) k výstupu
Guanellova transformátoru, bude na něm vysokofrekvenční napětí podle všeobecně známého vzorce
P=U2/R výkon cca 800W. Tato úvaha vztažená na jednu půlvlnu musí být ještě nutně doplněna
o průběh při druhé půlvlně. Jestliže při nahoře popsaném procesu kladná půlvlna vybudila tranzistor
T5, pak nyní následuje záporná půlvlna, která T5 uzavře . Současně dostane T36 v důsledku proti-
fázového buzení kladnou budicí půlvlnu. Poměry , které platily pro T5 se teď opakují u T36,ale přece
jenom s důležitým rozdílem, že elektrónový proud , tekoucí tranzistorem teče nyní opačným smě-
rem, to je od E2 ke střednímu bodu Mp. Z toho důvodu platí pro tuto druhou půlvlnu stejné napěťové
poměry, ale polarity jsou opačné.Tam, kde byl předtím mínusminus je nyní plus, v úsporném široko-
pásmovém trafu se obě půlvny opět složí do komletních sinusových kmitů. Všechny přednosti ús-
porného trafa se zde jak z technického tak i z finančního hlediska plně. Původně symetrický výstup-
ní výkon 800W se přitom v dvojitém balunu dla Guanelly zároveň desymetrizuje, takže na jeho vý-
stupu může být výkon odebírán asymetricky pomocí 50 ohmového koaxiálního kabelu. Abychom
mohli vypočítat odběr proudu PA, doporučuje se jednoduše počítat se špičkovými proudy a napětím.
Protože na zatěžovacím odporu 12,5 ohmu je napětí transformované nahoru faktorem 2, tedy 140V
špičkových, pracuje každá strana do 1/4 z 12,5 ohmu, tedy do 3,125 ohmu.
U1/U2 = odmocnina R1/R2 Špičkový proud, který tedy musí téci tranzistory bude:
Išpič.=Ušpič./R = 70Všpič./3,125 ohm= 22,4Ašpič.
Střední ekvivalentní stejnosměrný proud se při sinusových půlvlnách a provozu ve třídě B vypočítá
pomocí integrálního počtu I=Išpič./3,14 ( 3,14 je Ludolfovo číslo )
Protože kvůli zamezení přenosových zkreslení musí téci klidový proud cca 1 až 1,5A , nejedná se
tedy o čistou třídu B a hodnota 3,14 se nve výpočtu sníží na 3,0 . Na každé straně je tedy stejno-
směrný proud cca 7,47A , oba dohromady dávají 15A. Přitom tedy činí při cca 90V stejnosměrného
napětí ( při zatížení ) a 15A stejnosměrného proudu:				P=U.I = 90.15= 1350W
Poměr výstupního vf výkonu a stejnosměrného napájecího příkonu dává účinnost:
Eta=Pstřídavý/Pstejnosměrný=800/1350= asi 60 %
Tato hodnota byla v praxi dokonce i poněkud překročena.
	Po těchto úvahách o výstupu PA se nyní věnujeme vstupu. Jak jsme již zmínili, musejí
být obě strany protitaktu buzeny v protifázi. Dále musí být vstupní kapacita 170pF, k níž se kromě
jiných vlivů přičítá ještě kapacita zpětného průniku 6,3pF.(Vu+1)=200pF . Vu je faktor napěťového
zesílení. Konečně musí být možné, aby i maximální budicí výkon, který přichází z budiče, se mohl
proměnit v teplo.
	Pohled na principiální schéma ukazuje jednoduché řešení těchto problémů. Nesytrický
vstupní signál se pomocí vstupního trafa nejen přetransformuje na zatěžovací odpor 50:9 = 5,55
ohmů, ale zároveň se i symetrizuje. To umožňuje obě strany ( všechny E1 i všechny E2 ) pomocí
jednoho děliče napětí R14/R16 respektive R20/R22 připojit k zemi a tak získat protifázový budicí
signál. Paralelní zapojení všech odporů na jedné straně by mělo dát 2,77 ohmů, aby byl vstupní ko-
axiální kabel čistě ukončen. Vyzkoušením různých hodnot C10 může pak být optimalizován PSV
na 10m ( 29 MHz ). Zatižitelnost odporů se jednoduše zvolí tak velká, aby přicházející budicí výkon
mohl být bez problémů přeměněn v teplo.
	Poměry děliče napětí jsou vypočítány tak, aby i při budicím výkonu trochu větším než
100W nebyla překročena kritická mez +/- 20Všpič na Gate.
	Zbývá ještě překonat to, že kapacitní odpor celkové vstupní kapacity Ce klesá se stou-
pajícím kmitočtem. Tento kapacitivní odpor, který je na 10m již velmi malý, leží paralelně R16,resp.
R22 a citelně již snižuje budicí střídavé napětí. Abychom mohli na všech pásmech používat přibliž-
ně stejný budicí výkon, použije se tento postup: R16 se trochu zvětší a R14 se trochu zmenší, a to
tak, aby na 10m bylo možné plné vybuzení s cca 80W. Aby sena 160m při stejném buzení nedos-
talo na Gaty příliš velké budicí napětí, zvolí se kondenzátory C9 a C11 tak malé, že se tím na 160
metrech vytvoří již významný efekt předřadného odporu. Pomocí tohoto vstupního zapojení, v němž
mají předřazené lineární součástky dominující vliv, se odstraní nelinearita vstupu. K tomu přispívá
i to, že odpory v Sourcech R17/R23 kromě svých jiných úkolů působí zde také linearizačně.
Pohled na vlastní zapojení PA ukazuje, že zde byly uplatněny shora právě popsané úvahy. V polo-
ze RX se signál z antény vede přes kontakty 4/5 vstupního relé K1, přes vstupní Guanellův transfor-
mátor L1/L2/L3, přes vazební kondenzátory C9/C11 a odpory R14/R20 na Gaty dohromady 32 HEX
Fetů. Zapojit paralelně 2 krát 16 tranzistorů bylo nutné, aby bylo při cca 100% předimenzování mož-
no dosáhnout celkovou ztrátu Drainů cca 1150W. Pokud jde o proudy, je situace ještě příznivější.
Ještě při oteplení na 100 stupňů Celsia je možný stejnosměrný proud 38,4 A a špičkový proud 190A
což je plně dostačující předimenzování.
	Každý tranzistor má na svém vstupu svůj vlastní dělič, což má řadu výhod. Především
lze použít snadno dostupné 2W resp. 4W uhlíkové, nebo metaloxidové odpory, takže velký počet
odporů dává automaticky dostatečnou zatižitelnost. Dále u každého jednotlivého napěťového děliče
jde o frekvenční kompenzaci pouze jedné vstupní kapacity Ce. Kromě toho fungují tyto odpory jako
odpory tlumicí a snižující vazbu, takže dokonce ani při odšroubovaném vstupním i výstupním kabelu
tedy při otevřeném vstupu i výstupu, nedochází k divokému kmitání. K tomu také přispívá způsob
mechanického řešení.
Aby byly proti sobě chráněny vstupy tranzistorů, má každý tranzistor svůj vlastní poměrně vysoko-
ohmový od	ně vysokoohmový odpor v přívodu napětí na Gate ( R15/R21 ), cca 50kiloohmů. Jestliže
by se prorazil jeden tranzistor a na jeho Gate by se objevilo plné provozní napětí Ub=100V, pak
tento odpor zamezí velkému zvýšení napětí Gatů ostatních tranzistorů ( maximálně na Zenerovo
napětí ZD1 ). Každý tranzistor má svůj vlastní, kapacitně nepřemostěný odpor v Source, což jednak
elektricky vyrovnává toleranční odchylky jednotlivých tranzistorů, jednak vlivem nastalé zpětné vaz-
by (záporné) zlepšuje linearitu. Autor během pokusů mnohokrát vyměnil tranzistory bez výběru a
přitom změřil odstupy intermodulace. Výsledek: všechna osazení měla odstup lepší než 35 dB při
dvoutónové zkoušce, při velkém i malém vybuzení. Tím je tento PA lepší, než většina vysílačů nebo
TRX. Nutno ovšem poznamenat, že žádný PA, ani tento, nemůže být přebuzen, protože pak se
dobré hodnoty již zhorší a vznikají splattery.
	Aby se potlačily napěťové špičky, které mohou vzniknout nekvalitními kontakty, nebo
jiskřením na výstupu, je na každé ze stran pushpullu připojen jednoduchý jednocestný usměrňovač,
který je opřen o provozní napětí 100V ( Mp ). Z důvodu snadné dosažitelnosti a ceny, bylo vždy 9
universálních diod zapojeno paralelně a konečně 9 takových diodových balíčků zapojeno do série.
To dává napěťovou pevnost cca 630V a krátkodobý špičkový proud 18A při ceně každé strany od-
hadem 2,50 DM. Strana stejnosměrného proudu je jištěna prvky SURPRESSOR TRANSIL, nebo
jednoduše Zenerovými diodami s celkovým Zenerovým napětím cca 270V. Za normálních provozních
poměrů nebude Zeneroiva napěťová hranice celkem cca 370V proti zemi překročena. Jestliže však
nežádoucí impulz tuto hranici překročí, pak se Zenerovy diody stanou vodivými a impuls bude ihned
ON LINE zatížen proudem 81 universálních diod na každé straně. Za normálních podmínek by se
LD1 ani LD3 neměly rozsvítit. Jestliže se však rozsvítí, např. při špatném přizpůsobení, neměli by-
chom dále budit.
	I přes tato ochranná opatření by se mělo dbát o čisté kontakty, aby zejména výkonové
jiskření nemohlo vůbec nikdy nastat. Jak bylo již vysvětleno, je blokovací kondenzátor C16 na střed-
ním bodě L4 zdrojem proudu pro špičkové proudy na výstupu. Abychom udrželi vybíjecí indukčnosti
nízké a mohli použít běžné kondenzátory, bylo 10 až 12 kondenzátorů zapojeno paralelně a hlavně
s krátkými vývody. Totéž platí pro C40 a C41 ( každý z 8 až 10 kusů ). Výstupní signál je vlastně
k dispozici už za L5/L6. Aby však bylo jisté, že rušení VKV nebo TV příjmu harmonickými je vylou-
čeno, autor hned zapojil dvoustupňovou dolnofrekvenční propust s horní mezní frekvencí mezi 30 a
40 MHz ( L7/L8 a C37 až C39 ). Přitom L7 plní ještě jeden zvláštní úkol. Aby se kompenzovaly vý-
stupní a montážní kapacity a aby se tím zlepšilo přizpůsobení, byla L7 s efektivně působícími kapa-
citami vyladěna do rezonance na horním konci 10m jako C37, ale i C38 a C39, aby se na 29MHz
při výkonu cca 750W dosáhlo co nejvyšší účinnosti. Potlačení harmonických je v TV rozsazích tak
dobré, že TV přijímač s pokojovou anténou mohl být provozován bez rušení v bezprostřední blízkosti
( 2 až 3 m ) otevřeného PA. Podmínkou ovšem je, aby TV přijímač byl technicky bezvadný a sám
neprodukoval žádné poruchy obtížně zjistitelným vedlejším příjmem ( špatná pasivní elektromagne-
tická slučitelnost ). Na nižších pásmech je třeba přezkoušet, zda v daném případě selektivita anté-
ny a selektivní účinekl anténních přizpůsobovacích přístrojů postačuje k bezpečnému potlačení
harmonických o 40 dB ( jak požadují předpisy VO-Funk a DVO-FuG ).
	D7 je ochranná dioda při přetížení měřidla proudu.T39 s okolními součástkami je jedno-
stupňový regulátor napětí, který na výstupu dává dostatečně stabilní napětí 17V. Toto slouží k indi-
kaci přebuzení a současné výrobě záporného napětí ALC. K tomu ještě napájí obě 12V přepínací
relé na vstupu a na výstupu PA. Zapojení těchto relé je takové, že výstupní relé při zapnutí a vypnu-
tí přepíná bez proudu. Použitá relé SDS jsou dostatečně rychlá. Zapnutím K1 pomocí K2 vznikne
zpoždění méně než 20ms, při současném odpadu (s malým zpožděním výstupního relé K2 pomocí
C49 ) vznikne zpoždění odpadu cca 10ms. Středně rychlý QSK telegrafní provoz je tímto možný.
Zatímco u elektronek může být nasazení mřížkového proudu příznak počínajícího přetížení, u tran-
zistorových koncových stupňů se stačí soustředit pouze na správné stanovení odebíraného stejno-
směrného proudu. To však může z různých důvodů značně mýlit. Abychom dostali spolehlivý sig-
nál o přibližně 100% vybuzení, vyvinul autor ukazatel vybuzení s jednou LED diodou LD2.
	Z jedné strany pushpullu se provozní napětí přeložené vysokofrekvenčním napětím do-
stává přes oddělovací odpor R25 a řetěz diod na bázi PNP tranzistoru, která je předepnuta na 17V.
Jen tehdy, jestliže při plném vybuzení podkročí zbytek napětí Drainu cca 16V, bude báze T37 do-
statečně záporná proti emitoru, takže tranzistor T37 sepne. Jeho kolektorový proud vybudí T38 a
LD2 ( červená ) se rozsvítí.Tímto způsobem také dostaneme indikaci správného přizpůsobení výs-
tupu. Jestliže LD2 svítí již při malém odebíraném proudu, je zatěžovací odpor antény větší než 50
ohmů, jestliže LD2 svítí až při velkých proudech (18A,max.20A ), pak je zatěžovací odpor , předsta-
vovaný kabelem a anténou nižší než 50 ohmů. V každém případě musí při praktickém provozu dbát
na to, aby při buzení řečí SSB se LD2 rozsvěcovala jen příležitostně při špičkách modulace řeči.
Příliš časté a příliš silné rozsvěcování znamená přebuzení a tím i zkreslení a splattery. Tomu se
však musí bezpodmínečně zabránit. K tomuto v principu jednoduchému ukazateli přebuzení bylo
připojeno účinné zapojení pro získání napětí pro ALC. Pracuje extrémně rychle a dává na svém vý-
stupu regulační napětí až 12V. Vtip spočívá mimo jiné i v dimenzování součástek. Kondenzátor C31
je stále nabit přes D11 a R31. Je-li buzení větší než 100% a stane-li se tím tranzistor vodivým ve své
dráze emitor-kolektor, pak se nyní nejen rozsvítí dioda LD2, ale + pól C31 se navíc připojí k zemi.
Dříve již odebíraný náboj na -pólu C31 může tak okamžitě přes D12 nabít poměrně malý konden-
zátor C35. Poruchy nasazení regulace jsou tím vyloučeny, pokud připojený tranceiver má podobně
kvalitní regulaci. Potenciometrický trimr R35 slouží k individuálnímu přizpůsobení k potřebám TRXu,
C36 a R34 zajišťují vyhovující zpoždění odpadu ( vypnutí ) regulace.
A nyní k síťové části.
	Kvalita dobrého výkonového zesilovače stojí a padá s kvalitou síťové části. Po několika
oklikách autor vyvinul novou jednoduchou spínanou síťovou část dle DL9AH. Pracuje bez trafa, má
účinnost přes 98%, při zátěži 15A má dostatečně nízké brumové napětí a je dostatečně napěťově
stabilní. Navíc je jednoduchá, lehká, laciná a nezpůsobuje žádné poruchy harmonickými. Princip
bude okamžitě srozumitelný, jakmile se podíváme na sériové zapojení D3,C5,D4,C6,D5 a C7.
Jedná se o jednoduché jednocestné usměrnění se třemi do série zapojenými nabíjecími elektrolyty,
mezi nimiž je vždy jedna dioda. Během kladné půlvlny síťového napětí se elektrolyty nabijí dohro-
mady na cca 330V. Jestliže jsou všechny tři elektrolyty stejné, je na každém z nich napětí, tedy
cca 100V. Diody D4 a D5 při tomto nabíjecím procesu neruší, protože jsou zapojeny ve stejném
směru propustnosti jako D3. Jsou však zapotřebí jako oddělovací diody pro paralelní zapojení C5,
C6 a C7, které následuje po nabíjecím procesu. Za tím účelem se spojí záporný pól C5 a C6 přes
obráceně polarizovanou diodu D1 a D2 s kostrou. Kladné póly C5 a C6 je ještě třeba připojit přes
elektronické spínače T2 a T4 ke kladnému pólu C7. Výsledkem je 1/3 napětí, trojnásobná nabitá
kapacita s trojnásobným vybíjecím proudem. Elektronické spínače smějí být samozřejmě zapnuty
teprvé poté, co proběhne nabíjecí fáze. Aby se toho dosáhlo, byl před Darlingtonovy spínací tranzis-
tory T2 a T4 předřazen vždy jeden PNP tranzistor T1 a T3. Tyto se řídí přímo ze sítě. Když napětí
na zadní části kladné půlvlny poklesne, sepnou nejdříve T1 a T3 a v důsledku toho i T2 a T4.
Protože provoz je absolutně spínací, přemění se v teplo jen velmi málo elektrické energie. Málo tep-
la však znamená vysokou účinnost. Kvůli vysoké akumulované energii v C5,C6 a C7 ( cca 30Ws! )
je nutno se co nejpečlivěji vyhýbat zkratům! Při pokusech se doporučuje dostatečně dlouho počkat,
dokud nebudou všechny tři C opravdu prázdné. Zabudovat přídavný voltmetr je smysluplné už z to-
hoto důvodu. Jako náhražka, nebo jestliže paralelní zapojení mnoha malých elektrolytů na místa C5,
C6 a C7 zabere mnoho místa, možno se spokojit s LED LD5. Na výstupu je síťová část jištěna
rychlou pojistkou 16A. R1 je spouštěcí odpor, který při zapnutí při otevřeném S2 omezí zapínací
proud. Až se kondenzátory po cca 5-8 sec. Nabijí, pak tento odpor R1 sepnutím S2 zkratujeme.
V důsledku spínacího provozu dochází ke ztrojení kmitočtu brumu. Je sice nesymetrické, ale na
napětí brumu působí příznivě. C8 vysokofrekvenčně překlenuje C7.
	Zůstává ještě popsat výrobu kladného napětí Ug pro Gaty. Získává se na principu stabi-
lizace Zenerovými diodami. R45 je předřadný odpor a tranzistory T40/T41 spolu s okolními součást-
kami představují aktivní, hrubě i jemně nastavitelnou Zenerovu diodu. Při nastavení nejnižších hodnot
R50 a R51 je na C55 nejvyšší napětí pro GATy.
Odvození napětí pro Gaty přímo ze 100V hlavního napětí nepřináší jen zjednodušení, ale i vysokou
stabilitu a minimální brumové napětí. R50 se nastaví tak, aby pomocí R51, přístupného zvenčí bylo
možno zvolit pracovní bod pro zvolený druh provozu - CW,SSB atd. Teplotně se toto uspořádání
chová tak, že PA odebírá ve studeném i horkém stavu téměř stejný klidový proud, takže nastavení
pracovního bodu je zachováno. C53 je filtrační kondenzátor, ZD7 musí zabránit vyběhnutí napětí
Gatů nahoru na nepřípustně vysoké hodnoty.
	Než se pustíme do stavby, je velice radno se dostatečně seznámit se schématy, rozmí-
stěním součástek, seznamem součástek, fotografiemi a textem. Předsevzetí pracovat pomalu a i v
detailech pečlivě, je nejlepší podmínkou, jak se vyrovnat škodám. To začíná optickou kontrolou mon-
tážního rámu, desek spojů, součástek atd. Pak se na montážním rámu a na deskách srazí hrany
brusným papírem. Velká neleptaná hlavní deska s oboustrannou fólií se usadí do nejlepší polohy na
rámu a fixem se označí na jednom rohu, např. VVN - vzadu,vpravo,nahoře. Taková označení, která
by se měla napsat na všechny ostatní zaměnitelné, nebo pootočitelné části-chladicí bloky a tělesa,
deska PA atd., jsou mnohem důležitější, než se na počátku zdá.